دانلود تحقیق مدار مخابراتی

مدار مخابراتی
مقدمه سیگنال بزرگ: هر گاه دامنه (ولتاژ) بیس امیتر از 5 یا 6 ولت بیشتر باشد در حوزه سیگنال بزرگ هستیم.

Q3,Q2,Q1 مشابه هستند.

- حال به بررسی مداری می پردازیم که صدق بر گفتار می باشد.

Q2,Q3 آینه ای و برای بایاس به کار می روند.

فرکانس ورودی W0 : (نزدیک فرکانس میانی است) W0 بقدری بالا است که CE اتصال کوتاه شود.

Vi(t) = V1CoS
الف) Vi(t) = 0 V1=0
علیرغم اینکه Vi روشن یا خاموش باشد ← VBE2 = VBE3 = VDCQ
علت زمین شدن نقطه A توسط خازن Ce است.

در زمانی که Vi=0 داریم

حالت دوم
در این حالت

VDC بایاس Q1 وقتی Vi روشن است.

VDCQ بایاس Q1 وقتی Vi خاموش باشد.

Ij(x) تابع بسل فوریه اول از مرتبه j ام

از طرفی با توجه به این موضوع که جریان DC از نقطه A نمی تواند وارد خازن Ce شود تمام آن را وارد تراتریستور Q2 می شود پس می توان گفت:

در واقع در تراتریستور Q3,Q2 به عنوان منبع جریان هستند.

و با توجه به رابطه قبل می توان VDC را محاسبه کرد.

نتیجه: علارغم اینکه سیگنال ورودی فاقد DC است ولی می تواند با یاس Q1 را تغییر دهد.

مثال: اگر Vi(t)=260cos l06t میزان جابجایی بایاس با چنین سیگنال محاسبه کنند در مثال قبل :

توجه جابجایی 210 mv در بایاس نسبتاً بالا است.

(ممکن است تراتریستور در پریود منفی ورودی به آستانه قطع هم برسد).

توجه شد و درست است که ولتاژ ورودی ولتاژی کاملاً ac است اما جریانی که ایجاد می کند دارای جریان DC است که این عامل روی بایاس تاثیر می گذارد.

IDC‌ مولفه DC جریان خروجی
: مولفه اصلی جریان خروجی
: این مولفه n ام جریان خروجی است.

(هارفوییک n ام)
- نتیجه 2- علارغم اینکه سیگنال ورودی یک سیگنال تک فرکانس است اما جریان خروجی شامل تمام هارفوییک های ورودی است.

حال اگر x را این گونه تعریف کنیم.

به ازای
-یعنی محدوده مولفه اول هارمونیکی بزرگتر از دوم و دوم بزرگتر از سوم و که این به نفع ماست.

نکته که باشد یا دامنه سیگنال اما ورودی از آنگاه هارمونیک دوم به بعد در خروجی قابل ملاحظه ای نمی شود دیگر نمی توان از آنها صرف نظر کرد به عبارت دیگر سیگنال خروجی از سیگنال ورودی فاصله می گیرد.

دیگر همشکل نمی شود و اعوجاج فرکانس به وجود می آید.

تقریب: با توجه به رابطه V0(t) بدست آمده اگر شرایط نکته (1) را بر آن اعمال کنیم خواهیم داشت:


- پس در حالت کلی می توان گفت:
Lim L.S = SS
X → 0
نتیجه: مدار فوق در حالت کلی نمی تواند به عنوان یک تقویت کننده باشد (به ازای هر دامنه و x ای)
* در مدار قبل تمام هارمونیک های ورودی در خروجی ظاهر می شوند و خروجی جز اعوجاج نیست پس برای رفع این مشکل از فیلتر در خروجی استفاده می کنیم.

تقویت کننده سیگنال بزرگ باند باریک: - برای به دست آوردن تقویت کننده سیگنال بزرگ کافی است که این گونه عمل کنیم.

(استفاده از فیلتر RLC) - فیلترهای RLC از نوع فیلتر های باند باریک می باشند که دارای ضریب کیفیت بالایی هستند.

یادآوری: پس می توان نتیجه گرفت که در فرکانس تشدید قیمت موهوی باید صفر باشد.

بررسی فیلتر : ضریب کیفیت 1) توجه فیلترهای در رده باند باریک قرار می گیرند که QT بالایی داشته باشند.

(QT> 8,9,10) .

2) تعریف QT در مدار و مخابرات متفاوت است.

مخابراتی * توجه داشته باشید که فیلتر خروجی باید روی فرکانس ورودی Tune شده باشد که در این صورت خواهیم داشت.

از طرفی یادآوری: نکته اگر ضریب کیفیت بالا باشد و بعد از آن صفر می شود.

در این حالت فیلتر باعث شد که هارمونیک‌ های دیگر حذف شوند و تنها هارمونیکی تقویت شده ورودی در خروجی باقی مانده در این وضعیت یک تقویت کننده سیگنال بزرگ (غیر خطی) داریم.

(فیلتر بر روی ولتاژ تاثیری می گذارد).

b) فرض کنید که فیلتر tune شده باشد بر روی (2w0) و ضریب کیفیت بالا باشد.

یعنی در این وضعیت فیلتر به سمت فرکانس 2w0 شیفت پیدا می کند.

با توجه به رابطه b داشته باشیم هارمونیک سوم می ماند: - در این وضعیت تقویت کننده نخواهیم داشت چون ورودی و خروجی در یک فرکانس نیستند (شرط تقویت کننده بودن) c) در صورتی که فیلتر به مولفه اصلی ورودی Tune شده بود داشتیم: * نتیجه کلی اگر فیلتر خروجی به مولفه اصلی ورودی Tune شود می توان به جای کنتور منبع جریان را قرار دهیم.

(Gm(x) فقط مربوط به مولفه اصلی است).

Gm(x) : کانداکتانس انتقالی مولفه اول ولتاژ ورودی را به جریان مولفه اول خروجی تبدیل می کند.

مثال: برای فیلتر زیر رابطه ای برای Vo(t) بیابید.

فیلتر دقیقاً روی Tune w0 شده تقویت کننده است.

بالا است - پس تنها هارفوبیک اول خروجی باقی خواهد ماند.

خروجی روی مولفه اصلی Tune شد.

طبق جدول فیلترهای تشدید: مدارات تشدید هم سلف و هم خازن دارند تا سلف با ایجاد امپدانس مثبت و خازن با ایجاد آمپدانس منفی به گونه ای صفر شوند و تشدید صورت گیرد.

* به طور کلی آمپدانس کلی فیلترهای تشدید تابع مختلط از فرکانس است اگر این زاویه (Im ) تابع مختلط فقط در یک فرکانس برابر صفر شود فیلتر تشدید (رزنانس) خواهیم داشت.

حقیقی * فیلترهای تشدید به دلیل‌داشتن عناصر ذخیره‌کننده انرژی به مداراتTank معروفند.

* در حالت کلی تحلیل فیلترهای تشدید روابط بسیار طولانی دارند.

به همین دلیل جداولی تهیه شده تحت شرایط خاصی این فیلترها را مدل می کنند.

(به RLC موازی مدل می کند.) * مدار معادل شبه ترانس فورماتوری: در تجزیه و تحلیل فیلترهای باند باریک هر فیلتر تشدید را با یک مدار LC موازی همراه با یک ترانس ایده ال جایگزین می کنیم.

به چنین مدلی مدار شبه ترانسفورماتور می گویند.

مقاومت RT به n بستگی دارد با انتقال RL به سمت اولیه.

- اگر QT بزرگتر از 10 باشد روابط برقرار است.

- به طور معمولی اگر ضریب کیفیت به قدر کافی بزرگ باشد (Q>10,7,9) شرایط تبدیل برقرار است.

مثال: در شکل بالا مقادیر V1 و V2 را بدست آورید.

قرار دادن مدل شبه ترانس V1 و V2 غیر صفر هستند چون با فرکانس i(t) یکی است.

چون فرکانس تشدید فیلتر و فرکانس جریان ورودی یکی است بنابراین: - در فرکانس تشدید L و C مدار باز هستند پس: و بزرگ است b) در مثال قبل اگر: باشد مثال را تکرار کنیم.

در این وضعیت چون فرکانس تشدید روی است.

تنها این مولفه باقی می ماند و مولفه های دیگر حذف می شود و روابط مثل قبل باقی می ماند.

برای مدارات با QL و QC به صورت زیر رفتار می شود.

شرط در سلف و خازن های ایده‌آل می باشد.

مثال: در فیلتر رزنانس زیر خازن ضریب کیفیت و پهنای با مدار محاسبه کنید.

- چون سلف و خازن ایده‌آل نیستند RT کم شد (از 20 کمتر شد در حالت ایده‌آل) به همین صورت ضریب کیفیت نیز کاهش خواهد یافت.

مثال: مقدار M23 را به گونه ای بیابید که ولتاژ خروجی Max شود مقادیر Vo1 و Vo2 را محاسبه کنید.

رابطه شبه ترانس : در حالت اول سلفی که دست نخورده می ماند سلفی است که خازن می بیند پس: مدل شبه ترانس پس مولفه ولتاژ خروجی را داریم تشدید * نکته مهم برای اینکه حداکثر توان به بار منتقل شود.

(دامنه خروجی روی بار بیشترین مقدار شود) در این صورت اگر بخواهیم بار را انتخاب کنیم کافی است: محاسبه می کنیم.

نکته: برای داشتن حداکثر توان در خروجی یا داشتن حداکثر دامنه ولتاژ شرط این است باشد.

از روی (K23) ضریب ترویج می توان L3 را محاسبه کرد.

ب) چون شرط ماکزیمم توان داشته: توجه: مقادیر در تعیین فرکانس رزنانس بی تاثیر هستند و تاثیر آنها از طریق M روی مقاومت Tank است.

اسیلاتورها: با تغیر و تحول کوچکی در مدار بخش مقدمه می توانیم اسیلاتور بسازیم کافی است که سه عمل زیر را روی مدار بخش مقدمه انجام دهیم.

1- حذف ورودی 2- فیدبکی از خروجی به ورودی وصل می کنیم.

3- تقسیم خازن به دو قسمت در این صورت اسیلاتور خواهیم داشت.

(Colpits) اسیلاتور کولپیتس * اگر به جای این کار سلف را به دو قسمت تقسیم کنیم اسیلاتور هارتلی خواهیم داشت.

تحلیل چون مدار اسیلاتور است پس فرکانس همه یکسان است.

پس: چون سیگنال نیم فرکانس هستند می توان به جای کلکتور را قرار داد.

- حذف تقویت کننده و قرار دادن اثر بارگذاری آن بر روی پس پس در حفره فرکانس بالا اثر بارگذاری A بر روی B لحاظ شد.

حال مدل شبیه ترانس را قرار می دهیم.

معمولاً در نظر می گیریم.

فرکانس نوسان تشدید شرط نوسان (اسیلاتور به ازای x ای پایدار می شود که در شرط نوسان برقرار باشد.) - اگر منبع جریانی که به جای کلکتوز قرار می دهیم ضریب داشته باشد به این صورت که: در این صورت پس نکته - در غیر این صورت ممکن قسمتی در شکل موج بریده شود.

مراحل تحلیل - اما مراحل طراحی بر عکس است.

ترانزیستور خود کنترل کن تفسیر خود می تواند فرکانس دامنه خود را کنترل کنند.

نحوه کنترل T.H.D : (Total harmonic distortion) - اعجاج هارمونیک های کلی: امپدانس فیلترهای باند باریک در هارمونیک های فرکانسی (تشدید) صفر است اما واقعیت اینکه این فیلتر ها در هارمونیک های فرکانسی امپدانسی دارند.

بنابراین ولتاژ خروجی هم دارای هارمونیک های فرکانسی است (البته می دانیم که هر چه قدر ضریب کیفیت بهتر باشد هارمونیک های فرکانسی با دامنه کمتری در خروجی ظاهر می شود).

THD : مقدار موثر هارمونیک های دوم به بعد تقسیم مقدار موثر هارمونیک اصلی طراحی: یک نوسان صفر Colpits طراحی کنید که خروجی یک سیگنال سینوسی 18 VP.P و فرکانس باشد اعوجاج هارمونیک کلی اسیلاتور کمتر از 1% باشد.

1- ابتدا انتخاب Vcc, VEE مثلاً 2- بعداً انتخاب RL در حد چند کیلو اهم حداکثر مثلاً - توجه شود اگر اول المانهای دیگر را محاسبه کنبم و سپس RL را محاسبه کنیم ممکن است این RL ترانزیستور را به اشباع ببرد.

3- انتخاب x = از یک طرف هر چه x بزرگتر انتخاب کنیم دامنه سیگنال امیتر بیشتر شده و پایداری حرارتی نیز بیشتر و از طرفی با توجه به منحنی هر چه x بزرگتر باشد D(x) بزرگتر و THD هم بزرگتر.

X=10 انتخاب اگر THD داده شده باشد QT نیز انتخاب می کنیم (بزرگتر بهتر) از روی جدول این مقدار QT, min است.

با توجه به مدل شبه ترانس پس نصف ولتاژ خروجی مثال: رابطه V0 را بدست آورید.

شبه ترانس اسیلاتور: شرط نوسان اسیلاتور - اگر مدار کار نکرد باید RE را مقدار از بین که بدست امده کمتر کنیم.

مثال: اسیلاتوری طراحی کنید از نوع هارتلی با مقادیر مثال قبل، نکته مهم: در فرکانس پایین مثل، مثال فرق خازن های مقادیرشان بزرگ بدست می آید در حد چند هزار Pf با توجه به شکل مشخص است که خازن با خازن C2 موازی و خازن یک تاثیر روی C2 و تاثیری روی C1 مقادیر در حد چند pf فاراد هستند بنابراین در فرکانس پایین راکتانس های داخلی() نمی تواند اثر بارگذاری روی خازن های خارجی داشته باشند.

اما در فرکانس های بالا و خیلی بالا، مقادیر در حد چند پیکو هستند که به شدت تحت تاثیر خازن های داخلی قرار می گیرند (مشکل اینجاست که در حوزه سیگنال بزرگ می دانیم بین E, B خازن داریم ولی مقدار آن را نداریم چون مدلی برای چنین خازنی در سیگنال بزرگ نداریم).

اسیلاتور که می تواند در فرکانس بالا کار کند.

چون مدار اسیلاتور است پس فرکانس ورودی و خروجی یکی است پس به جای کلکتور می توان یک منبع جریان قرار داد.

توجه: به جای جریان کلکتور طبق مدل مدل شبه تراس شرط نوسان به ترتیب مراحل - توجه شود که خازن با خازن C با نسبت موازی شود پس در طراحی به گونه آن را در نظر می گیریم.

که اثر آن کم شود.

- برای خازن * هر چقدر ضرایب کمتر انتخاب کنیم به ترتیب اثر خازن های روی خازن C کمتر می شود اما توجه شود هر چه این نسبت ها کمتر شود دامنه ها کمتر خواهد شد.

مثال: مطلوب است مدل شبه ترانس خازن های از طرفی بزرگ در مدار شکل زیر مقدار Vo را بیابید.

مدل شبه تراس - 5 ولت تا اشباع ناحیه داریم.

حداقل مقدار * اسیلاتور دیفرانسیلی: - جریان های زوج های دیفرانسیل فاقد هارمونیک های زوج ورودی است به همین دلیل اسیلاتورهای زوج دیفرانسیل دارای THD بسیار کوچکی هستند (نسبت به BJT) و در مدولاتورهای fm می توان از آنها استفاده کرد.

فیدبک به بیس متصل شده پس اثر آن را بررسی می کنیم (اثر بارگذاری تقویت کننده روی شبکه).